在反向转换器内部，引脚1(COMP)的反馈电压与峰值电流比较。通过R15检测该峰值电流，并使用R13和C12对其进行滤波。如果电流检测电压达到过1V，则单独过电流比较器终止脉冲。这种峰值电流限制方法与大多数脉宽调制(PWM)控制器中的功率限制过程一样。如果功率保持恒定不变，则可以将式(1)改写为式(2)。在该方程式中，我们可以清楚地看到功率限制时输出电流同输出电压成反比。
(2)
一些控制器还包含有一个第二级比较器。峰值电流高出第一级比较器时，第二级比较器跳闸断开。这种第二级比较器触发控制器完全关闭，并发起一个重启周期。设计这种额外保护级的目的是防止电源本身发生灾难性故障，例如：短路变压器绕组或者短路输出二极管。但是，涉及短路负载的大多数情况一般都不会超出该阈值。
图3显示了输出和偏置电压与图2所示电路负载电流的对比情况。输出V-I特性非常接近于图1所示理想情况。负载电流达到约1.3A时开始功率限制。随着负载增加，输出电压开始下降。由于偏置电压是输出电压的反映，因此它也开始下降。偏置电压降至9V关闭水平以下时，PWM控制器关闭。
图3 偏置电压降至控制器关闭阈值以下后，转换器不再提供功率限制电流
在该例子中，尽管在负载超出1.3A时峰值电流限制激活，但是在转换器关闭以前负载电流会为额定负载的两倍以上。在某些应用中，这是不可接受的。反之，一种更加方形的V-I曲线则较为理想。负载增加超出功率限制点后偏置电压随之下降，利用这一特性，我们可以非常轻松地获得这种V-I曲线。只需增加数个组件，便可利用不断降低的偏置电压在功率限制期间折叠开关频率。这样做以后，开关频率被强制与输出电压成正比关系，如式(3)所示。将式(3)代入式(2)后我们发现，理论上讲功率限制期间输出电流不再依赖于输出电压的大小，参见式(4).
(3)
(4)
用于创建这种改进型电流限制而增加的一些组件突出显示在图4所示原理图中。对内部振荡器编程，通过R10、R8和C11设置反向转换器的开关频率。一个内部5V源通过R10和R8对C11充电。随着偏置电压下降，R7和R11的电阻分压器开启Q1，并优先于内部5V源进行控制，从而降低开关频率。偏置二极管(D4)现在必须为一种双串联二极管，这样R7和R11才不会在启动期间使控制器的电流改道。需正确选择R7和R11的值，以便让Q1在正常运行期间处于关闭状态，仅在偏置电压降至约12V以下时才开启。
图4 增加5个离散式组件可增强功率限制功能并降低最大故障电流
添加这些组件的结果如图5所示。同前面一样，电源进入功率限制时输出电压和偏置电压均开始下降。一旦偏置电压降至足以开启Q1的程度，负载电流的任何继续增加都会使开关频率降低，其反过来又会降低供给负载的有效功率。这会加快过电流关闭过程。注意，在输出电流和输出电压之间仍然存在一定程度的相互关系，这是因为变压器内部的偏置绕组耦合和有限的Q1增益。尽管存在这些缺点，但是增加的电路还是极大地改善了V-I特性。实际上，电源现在不会向故障负载提供1.5A以上的电流。
图5 使用增强型功率限制电路的电源V-I曲线显示过载状态下的输出电压表现出明显的下降
总之，拥有功率限制保护的电源仍然可以为过载输出提供大量的电流。如本文所述，只需在一次侧控制器周围添加少数几个组件，便可轻松且低成本地实现精确的电流限制功能。尽管它针对的反向转换器，但是这种方案也可以减少降压转换器的多余电流。
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